У статті розглянуто особливості побудови ключових підсилювачів потужності, призначених для переносної та високоякісної апаратури звуковідтворення. Наведено результати моделювання підсилювачів класу D із зовнішнім сигналом несучої частоти та підсилювачів UcD із самозбудженням. Наведено порівняльні характеристики підсилювачів класів D і T, які дають змогу зробити обґрунтований вибір схемних рішень для конкретних застосувань.

В. Макаренко

Наслідком постійної боротьби за підвищення ККД і зниження нелінійних спотворень, що виникають у підсилювачах потужності аналогових сигналів, став перехід від лінійного до ключового режиму роботи вихідного каскаду. У розглянуто основні характеристики різних режимів роботи вихідних каскадів підсилювачів потужності та особливості побудови ключових підсилювачів. Такі підсилювачі називають також імпульсними або цифровими. Їх особливістю є те, що вихідні транзистори підсилювача працюють у ключовому режимі «відкрито – закрито». Найчастіше за такою схемою будуються підсилювачі класу D, у яких керування вихідними транзисторами здійснюється з використанням широтно-імпульсної модуляції (ШІМ).

Із моменту публікації з’явилися нові розробки, однією з яких став запропонований компанією Philips Electronics (нині — NXP) у 2005 році підсилювач звукової частоти класу D із самозбудженням («самоосцилюючий»). У цьому підсилювачі використано UcD-технологію (Universal Class D) формування сигналу керування вихідними транзисторами . Розробником підсилювача є бельгієць Бруно Путцей (Bruno Putzeys). З опису таких підсилювачів важко зрозуміти, у чому полягають їхні переваги перед іншими ключовими підсилювачами, реалізованими на основі схем із самозбудженням або із зовнішнім збудженням. Саме це і стало мотивацією написання цієї статті.

Підсилювач класу D із зовнішнім генератором

Щоб порівнювати різні підсилювачі з ШІМ-керуванням, необхідно уявляти, за якими функціональними схемами вони реалізуються. Існує кілька таких схем та їх модифікацій. Основна їх відмінність полягає в тому, формується ШІМ-сигнал за допомогою зовнішнього генератора лінійно-змінної напруги чи схема підсилювача працює в режимі самозбудження внаслідок введення позитивного зворотного зв’язку. У статті не розглядаються так звані цифрові підсилювачі, у яких сигнал керування вихідним ключовим каскадом формується із застосуванням сигма-дельта АЦП . Спрощену функціональну схему підсилювача класу D із зовнішнім генератором лінійно-змінної трикутної напруги (ГЛІН) наведено на рис. 1. Для мінімізації спотворень, що вносяться ШІМ-модулятором,

ШІМ-сигналу, що складається з компаратора К і ГЛІН, необхідно застосувати симетричну модуляцію відповідно до рекомендацій . Форми сигналів на входах компаратора та на його виході показані на рис. 2.

Модифікація ШІМ-модулятора в TDA7490L

Модифікацією схеми рис. 1 є схема керування підсилювача класу D (рис. 3), застосована у двоканальному підсилювачі TDA7490L, що випускається компанією STMicroelectronics. Сигнал на вхід ШІМ-модулятора подається через неінвертувальний вхід інтегратора (INTEGRATOR1).

До інвертувального входу інтегратора, крім часозадавальних елементів, підключено резистор R17, через який у коло ШІМ-модулятора та ключового підсилювача (PWM-stage1) для зменшення нелінійних спотворень вводиться негативний зворотний зв’язок. Однак це не дає істотного покращення характеристик. ІМС забезпечує за потужності 1 Вт на навантаженні 8 Ом коефіцієнт гармонік 0,1%, а за потужності 30 Вт — 10%, що є досить посереднім результатом.

Структурна схема UcD-підсилювача наведено на рис. 4. Зворотний зв’язок з виходу ФНЧ подається через коригуючий ланцюг R1, R2, R3 та C1. Коефіцієнт посилення всього підсилювача визначається ставленням R3/R1. На частоті, на якій сумарний фазовий зсув ФНЧ і коригувального ланцюга становить 180 градусів, виникають автоколивання. Величини опору резистора R2 та ємності конденсатора C2 вибираються таким чином, щоб частота коливань була в діапазоні 300…350 кГц. наведено характеристики підсилювача Hypex UcD400, який забезпечує при вихідній потужності 200 Вт коефіцієнт гармонік, що не перевищує 0.05%. Ці параметри схожі з параметрами підсилювача UcD, виконаного на дискретних елементах на демонстраційній платі UM10155 компанії Philips . Підсилювач забезпечує при вихідній потужності 200 Вт ККД щонайменше 92% і коефіцієнт гармонік трохи більше 0.03%.

Підсилювач PurePath™ HD та порівняння з UcD

Компанія Texas Instruments запропонувала варіант підсилювача класу D, що отримав назву PurePath™ HD . Структурну схему підсилювача PurePath™ HD наведено на рис. 5. Як видно зі схеми, підсилювач охоплений загальним негативним зворотним зв’язком, який надходить через аналоговий петльовий фільтр з виходу ключового підсилювача на вхід компаратора. Параметри фільтра визначають частоту, на якій фазовий зсув становить 180 градусів, унаслідок чого й виникає автоколивальний процес. Основна відмінність підсилювача PurePath™ HD полягає в тому, що сигнал зворотного зв’язку знімається до вихідного фільтра нижніх частот. Про характеристики таких підсилювачів можна судити за ІМС типу TAS5631, що являє собою стереофонічний підсилювач із максимальною вихідною потужністю 300 Вт на канал. Підсилювач забезпечує коефіцієнт гармонік (Кг) 0.03% при вихідній потужності 1 Вт на навантаженні 4 Ом. При вихідній потужності 100 Вт Кг = 0.05% і стрімко зростає зі збільшенням потужності. Так, при вихідній потужності 200 Вт Кг становить уже 0.6% на навантаженні 4 Ом і 10% — на навантаженні 8 Ом. Підсилювач має яскраво виражений мінімум спотворень при вихідній потужності 20…30 Вт (0.005%).

Усі виробники подібних підсилювачів заявляють, що таких параметрів досягнуто завдяки їхній фірмовій технології. Чи так це, чи параметри підсилювачів здебільшого визначаються режимом роботи вихідних каскадів ключових підсилювачів і параметрами транзисторів, що використовуються в них?

Моделювання підсилювачів класу D та UcD

Для порівняння виберемо підсилювач класу D із зовнішнім генератором лінійно-змінної трикутної напруги та підсилювач UcD. При цьому використовуватиметься один і той самий ключовий підсилювач, а змінюватиметься схема збудження ШІМ-модулятора. Моделювання проведемо за допомогою програми NI Multisim. Метою моделювання є з’ясування того, яка зі структурних схем дозволяє реалізувати підсилювач із меншими нелінійними спотвореннями.

Спрощена модель підсилювача UcD

Принципову схему спрощеної моделі підсилювача UcD наведено на рис. 6, а. У схемі відсутній потужний ключовий каскад, а як компаратор використовується швидкодіючий ОП компанії Analog Devices типу AD8036AR зі смугою пропускання 250 МГц і швидкістю наростання вихідної напруги 1500 В/мкс.

Параметри вихідного фільтра (L1, C3) і кола зворотного зв’язку (R2, R4, C2) взяті з . Коефіцієнт підсилення всієї схеми визначається співвідношенням:

Ку = 1 + (R2/R4).

На неінвертувальний вхід підсилювача U1 подається гармонічний сигнал амплітудою 60 мВ. На осцилограмах (рис. 6, б) наведено форми сигналів на виході підсилювача U1 (червона) і на виході ФНЧ L1, C3 (зелена) при опорі навантаження 100 Ом. Оскільки фільтр має малу крутизну спаду АЧХ, а частота несучого коливання приблизно дорівнює 300 кГц, то на вихідному сигналі видно ослаблений сигнал несучого коливання. Амплітуда сигналу на виході LC-фільтра приблизно дорівнює 1 В. Спроба збільшити коефіцієнт підсилення або амплітуду сигналу на вході до 130 мВ (при цьому амплітуда сигналу на виході дорівнює 3 В) призводить до перемодуляції сигналу, як показано на рис. 7.

Аналіз гармонічних спотворень моделі UcD

Для оцінки рівня спотворень проведемо Фур’є-аналіз у вузлі 7 (точка підключення входу B осцилографа до опору навантаження). Для цього в меню Simulate/Analyses вибираємо режим Fourier Analysis. Залишаємо параметри аналізу, встановлені в програмі NI Multisim за замовчуванням: роздільна здатність за частотою 1 кГц, число гармонік для аналізу — 9 і частоту дискретизації 100 кГц. Вибираємо для аналізу напругу V(7) у вузлі 7 і натискаємо кнопку Simulate. Результати аналізу наведено в табл. 1.

Таблиця 1. Спектральний склад сигналу на виході спрощеної моделі підсилювача UcD

Як випливає з табл. 1, при вхідному сигналі амплітудою 60 мВ рівень третьої гармоніки становить 0.0026 від рівня першої, а при вхідному сигналі 130 мВ — приблизно у 10 разів більше. Крім того, керувати таким сигналом потужним драйвером, увімкненим між виходом підсилювача U1 і навантаженням, неможливо через провали керувальної напруги (рис. 7).

Для порівняння з підсилювачем класу D внесемо невеликі зміни до схеми. Відключимо коло зворотного зв’язку та підключимо зовнішній генератор трикутної напруги, як який використаємо функціональний генератор (рис. 8, а). З урахуванням напруги живлення ±5 В встановимо амплітуду трикутної напруги 5 В, а амплітуду модулюючої напруги 4 В. За таких параметрів амплітуда сигналу на виході LC-фільтра становитиме приблизно 3 В. На відміну від підсилювача UcD, на виході підсилювача U1 перемодуляція не спостерігається (рис. 8, б).

Результати Фур’є-аналізу (табл. 2) показують, що при амплітуді сигналу на вході, рівній 1.3 В, рівень третьої гармоніки становить 0.068 від рівня першої, а при 4 В — 0.0064, тобто практично у 10 разів менше.

Таблиця 2. Спектральний склад сигналу на виході підсилювача класу D із зовнішнім ГЛІН

Причини цього явища не зовсім зрозумілі й потребують додаткових досліджень. Однак, порівнюючи результати моделювання двох типів підсилювачів, можна зробити деякі попередні висновки. Завдяки введенню загального негативного зворотного зв’язку з виходу на вхід у підсилювачі UcD вдається реалізувати більш лінійний режим його роботи й отримати менше значення рівнів гармонічних складових. Однак у процесі моделювання та за результатами аналізу різних джерел інформації вдалося з’ясувати, що характеристики підсилювача є дуже критичними до параметрів вихідного LC-фільтра та коригувального кола.

Рис. 9. Принципиальная схема модели усилителя UcD с мощным выходным драйвером

Для перевірки працездатності схеми при низькоомному навантаженні проведено моделювання схеми підсилювача UcD із потужним вихідним драйвером (рис. 9). При зазначених на схемі номіналах елементів проведено Фур’є-аналіз вихідного сигналу на навантаженні 4 Ом (рис. 10). Для порівняння з підсилювачем класу D на інвертувальний вхід компаратора замість сигналу зворотного зв’язку було подано сигнал від функціонального генератора (аналогічно рис. 8) і проведено Фур’є-аналіз вихідного сигналу.

Рис. 10. Результаты Фурье-анализа сигнала на выходе усилителя UcD

Аналіз отриманих результатів показав, що коефіцієнт гармонік на виході моделі підсилювача UcD менший майже у 40 разів порівняно з підсилювачем класу D із зовнішнім ГЛІН. Звичайно, це результати аналізу спрощених моделей, тому вони дозволяють оцінити переваги підсилювача UcD, але не дають однозначної відповіді на питання, які параметри компаратора та вихідного драйвера найбільшою мірою впливають на спотворення, що вносяться підсилювачем. Для цього потрібен детальний аналіз спотворень, які вносить кожен із цих вузлів.

Альтернативою підсилювачам класів D і UcD можуть слугувати підсилювачі класу T . Прототип підсилювача класу T, розроблений компанією Power Acoustic, був уперше представлений на виставці в Зінцгаймі у квітні 2000 року.
У підсилювачах, що працюють у режимі класу D, нелінійні спотворення на середніх і верхніх частотах звукового діапазону зростають і можуть стати неприпустимо великими. Для зменшення спотворень розробники компанії Power Acoustic використали у своїх підсилювачах технологію пакетної комутації TriPath, яку застосовує у своїх концентраторах даних компанія Cisco — монополіст на ринку широкосмугових телекомунікаційних маршрутизаторів. Від назви цієї технології й походить назва підсилювачів.
Компанія Cisco відмовилася передавати будь-кому повний алгоритм і топологію мікросхеми, що реалізує технологію TriPath, але погодилася виробляти й програмувати мікросхеми за спеціальними вимогами компанії Power Acoustic.
На дослідному макеті підсилювача було продемонстровано мінімальний ККД 75% (при малій потужності в навантаженні) і максимальний — близько 90% (при максимальній потужності, що віддається в навантаження). Нелінійні спотворення цього підсилювача не перевищували 0.08% при вихідній потужності 100 Вт.

У 2000 році за фінансової підтримки компаній Cisco, Intel та Texas Instruments було створено компанію Tripath . Фахівцям компанії вдалося розробити повністю цифровий підсилювач звуку на основі власної технології DPP (Digital Power Processing) з параметрами, аналогічними параметрам підсилювачів, розроблених компанією Power Acoustic. Саме цей підсилювач в інтегральному виконанні й отримав назву підсилювач класу T.

ККД підсилювачів класу T типовий для імпульсних підсилювачів класу D. Однак рівень нелінійних спотворень у підсилювачах класу D на середніх і високих частотах може досягати одиниць відсотків, тоді як у підсилювачах класу T вдалося отримати рівень нелінійних спотворень у межах сотих часток відсотка в широкому діапазоні частот.

Принципова відмінність між підсилювачами класів D і T полягає у використовуваному методі модуляції. Якщо в підсилювачах класу D застосовується ШІМ-модуляція та фіксована частота несучого коливання, то в підсилювачах класу T вихідні транзистори комутуються зі змінною за псевдовипадковим законом (Dithering of the Switching Frequency) частотою, значення якої залежить від рівня вхідного сигналу. Такий спосіб модуляції аналогічний модуляції, що використовується в технології Spread Spectrum , і дає змогу отримати в ключових підсилювачах дуже малі нелінійні спотворення при збереженні високого ККД.

Так як вихідні транзистори підсилювачів класу T, як і підсилювачів класу D, працюють у ключовому режимі, при їх перемиканні виникають однакові спотворення. Але завдяки тому, що в підсилювачі класу T спектр цих гармонік «розмазується» у широкій смузі частот, спектральна щільність гармонік інформаційного сигналу та комбінаційних спотворень має дуже мале значення.

На рис. 11 наведено спектри сигналу частотою 1 кГц на виході підсилювачів класу D (а) і T (б) , а на рис. 12 — розподіл енергії у спектрі спотворень цих самих підсилювачів у широкій смузі частот.

Структура підсилювача класу T

Структурну схему підсилювача класу T наведено на рис. 13 . Схема містить вхідний підсилювач, АЦП і цифровий сигнальний процесор, який виконує перетворення цифрового сигналу відповідно до алгоритму DPP (Digital Power Processing). Далі цифровий сигнал надходить до цифрового ШІМ-модулятора, який керує роботою вихідного ключового каскаду. Вихідний сигнал після проходження через фільтр нижніх частот подається на навантаження.

Особливістю алгоритму DPP є те, що він забезпечує безперервний аналіз вхідного сигналу та в режимі реального часу змінює частоту комутації вихідних ключів, оптимізуючи режим їх роботи. Саме завдяки цьому вдається одночасно забезпечити високий коефіцієнт корисної дії та дуже низький рівень нелінійних спотворень.

Надалі розвитком технології класу D стала поява у 2008 році підсилювача NCD (New Class D), а наприкінці 2009 року — його більш досконалої модифікації NCDX . За інформацією розробників, цей підсилювач забезпечує найменші серед усіх ключових підсилювачів нелінійні спотворення, які не перевищують 0,0007 % у смузі частот 20 Гц…20 кГц при вихідній потужності 1 Вт на навантаженні 4 Ом, і має смугу пропускання за рівнем –3 дБ від 1 Гц до 125 кГц.